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Conmutación baja en pérdidas de cientos de voltios y amperios

Las así llamadas tecnologías basadas en semiconductores no solamente se aplican hoy en día en inversores del sector eólico y solar, porque se implementan en toda la electrónica de potencia, desde controles de motor, pasando por instalaciones de soldadura, hornos de inducción, generadores de vacío e incluso en el sector de la electromovilidad y mucho más. En la etapa temprana de la electrónica de potencia, los desarrolladores contaron solamente con transistores de potencia bipolar. Estos resultaron idóneos para voltajes reversos de hasta 500 V y pudieron conmutar corrientes de 100 amperios y más. Esta potencia realmente considerable hubo que ganarse con corrientes de control relativamente altos, para así mantener controladas las pérdidas de conmutación a través de flancos medianamente inclinados. Para ello se requería 10 % al 20 % de la corriente del colector en la base. Este problema pudo resolverse mediante el desarrollo del primer MOSFET de po-tencia (transistores de efecto de campo de metal óxido). La compuerta de los MOSFETs tiene una estructura aislada, de modo que solamente las corrientes pequeñas e insignificantes deban fluir para la carga y descarga de la capacidad de compuerta. La pérdida de energía en el lado de control se redujo de manera significante. Naturalmente permanecen dos de las fuentes de pérdida ya conocidas de los semiconductores bipolares: 1. Las “pérdidas de conmutación” a causa de la estabilidad limitada de los flancos durante los ciclos de conmutación 2. Las “pérdidas” conductoras en estado conmutado del semiconductor, llamadas también pérdidas ON. Mientras estas últimas se definieron mediante la especificación técnica del MOSFET y se eliminaron así en gran parte, es la calidad del control que asume la responsabilidad para las pérdidas de conmutación. Se puede influir por los desarrolladores a través de conceptos adecuados de conmutación.

IGBTs combinan las ventajas del MOSFET y del transistor bipolar

 La desventaja de “pérdidas ON“ mayores a través del tramo drain source se pudo eliminar con el desarrollo de los IGBTs. Como lo indica el nombre “Insulated Gate Bipolar Transistor”, se trata de una un transistor bipolar en la salida. En esto se complementan los “genes” de ambos padres de manera óptima. Los IGBTs se pueden controlar, al igual que los MOSFETs, casi sin corriente, por lo cual presentan la típica caída baja de voltaje en estado conmutado, lo cual es típico para los transistores bipolares. Es por ello que son capaces de conmutar altos voltajes y corrientes con bajas pérdidas.

SiC-FETs son perfectos para potencias mayores y frecuencias mayores

Mientras los IGBTs se fabrican de silicio monocristalino, se aplica carburo de silicio en los SiC-FETs. Este material tiene un punto de fusión más alto y permite capas de aislamiento considerablemente más delgadas en la compuerta, mejorando así la conductividad térmica y permitiendo una mayor densidad de potencia. Las pérdidas de conmutación de los SiC-FETs son, en comparación con los IGBTs, más bajas en al menos el factor 4 (Figura 2), una ventaja que resulta favorable particularmente en el rango superior de potencia y en las frecuencias de conmutación más elevadas. Debido a los mayores costos, los SiC-FETs dominarán en el futuro próximo principalmente en el rango de alto desempeño y no podrán expulsar a los IGBTs del mercado de masas.

Convertidores CC/CC aislados garantizan una alimentación óptima

Como se mencionó al inicio, las pérdidas de conmutación se determinan en gran parte por la calidad del control. Es por ello que los controladores de compuerta y su alimentación merecen mayor atención. Los controladores están directamente acoplados con los altos potenciales de los IGBTs o SiC-FETs y es por ello que tanto la entrada de señales como la alimentación de corriente de los controladores Ics deben estar muy bien aislados. Esto último se puede realizar con particular facilidad mediante el empleo de convertidores CC/CC. Los módulos controladores convencionales se controlan en forma asimétrica con voltaje positivo y negativo. Pero se produce una va- riación en el nivel de voltaje necesario entre los controladores de IGBT y SiC-FET. Para los IGBTs se indica en las hojas de datos un voltaje de umbral de +3V. Pero para una conmutación rápida y limpia se requieren +15 V en la aplicación práctica. Para una desactivación segura se necesita – bajo consideración de la alta carga dV/dt – incluso un voltaje previo negativo de la compuerta. De esta manera se previene una reactivación accidental. En la práctica se impusieron los -9 V como valor seguro. Para la alimentación de los controladores IGBT se requieren por lo tanto convertidores con voltajes de +15 V y -9 V (Figura 3 izq.). Una situación levemente diferente se produce en el caso del SiC-FET. Su umbral de conmutación va entre +1 y +2 V. Para mantener bajas las pérdidas conductivas (RDSON), resulta sensato un voltaje de fuente de compuerta de +20 V. ¡En caso de conformarse con los -15 V convencionales para los IGBTs, las pérdidas de RDSON estarían hasta un 30 % más altas! Para una desactivación segura resultaron ser útiles -5 V (Figura 3 der.). Un voltaje negativo más alto llevaría a una modificación de fuente de compuerta y perjudicaría por lo tanto la estabilidad.

Alto dv/dt pone la barrera de aislamiento bajo presión

 Gráficamente, el aislamiento de un convertidor CC/CC se puede comparar con una presa dimensionada para un determinado nivel máximo. Si éste supera el nivel de una marejada, podrá afrontar las olas. Pero se romperá en algún momento si llega a inundarse en algunos puntos. Muy similar es la situación en el aislamiento de un converidor CC/ CC. Altas frecuencias de conmutación – para IGBTs casi siempre 10kHz hasta 50kHz, para SiC-FETs más bien >50kHz – y flancos inclinados implican un estrés permanente para los componentes de aislamiento del sistema. Particularmente en combinación con las capacidades e inductividades “escondidas” o bien parasitarias, pueden producirse picos de tensión que cargan el aislamiento de un convertidor hasta el límite. No hay una “fórmula mágica” con la cual se podría determinar precisamente el nivel de los picos de tensión y con ello la duración útil prevista del sistema. Y la tecnología de medición sirve también solo hasta cierto punto. Porque incluso la capacidad relativamente baja en el cabezal explorador de alta tensión ubicada en un osciloscopio falsea el resulado de medición. Un pico de tensión medido con p. ej. 2 kV podría alcanzar en realidad, sin la carga producida por el cabezal, incluso un valor doble. La seguridad absoluta no existe. El que confía en la medición y utiliza un convertidor con aislamiento insuficiente, pone a largo plazo en riesgo el nivel de fiabilidad de su producto. Es por ello que los desarrolladores tienden a implementar convertidores con el mejor aislamiento posible e intentan prever suficientes reservas de seguridad en el dimensionado de coyuntores rápidos.

Convertidores CC/CC de alta calidad para aplicaciones IGBT/SiCFET

RECOM produce una serie completa de convertidores CC/CC, desarrollados especialmente para la alimentación de controladores IGBT y SiC-FET. Los convertidores tienen salidas asimétricas con opcionales +15V/- 9 V (IGBT) o bien +20V/-5V (SiCFET) en las tensiones de entrada de 5 V, 12 V, 15 V y 24 V. La potencia requerida depende entre otros de la frecuencia de conmuación. Con aprox. 10kHz resulta suficiente una potencia de hasta 1 W, con 50 kHz y más se requieren hasta 2 W. Los productos trabajan en el modo “Power Sharing”. Esto significa que la potencia nominal puede distribuirse libremente en ambas salidas. Otra diferencia surge en el aislamiento. La familia RKZ puede suministrarse con tensiones de aislamiento de 3 k V CC y 4 k V CC, las versiones RxxP2xx incluso con 5,2 k V CC. Como es habitual en RECOM, las nuevas familias han sido expuestas a severos ensayos HALT en el laboratorio evisados en el laboratorio medioambiental propio para poder garantizar una larga vida útil. El período de garantía es de 3 años. Los productos han sido fabricados según las directivas RoHS2 y Reach certificados según la directiva UL- 60950-1. En tanto que la tasa de muestreo y resolución continúan creciendo para los convertidores digital/ analógicos (ADC), los circuitos de los controladores para la entrada analógica del ADC, no el ADC en sí, se han convertido en un factor limitante a la hora de determinar la precisión general de circuitos. En primer lugar, la circuitería del controlador debe amortiguar la señal de entrada y proporcionar ganancia. Además, debe cambiar niveles o convertir una señal con referencia a masa en una señal completamente diferencial para satisfacer el rango de voltaje de entrada así como los requisitos del modo común del ADC. Todo ello debe ser hecho sin añadir ninguna distorsión a la señal original. Este artículo presenta un circuito para un amplificador de ADC sencillo que convierte una señal de entrada con referencia a masa de ±10V en una señal diferencial completa capaz de controlar el LTC2377-20 SAR ADC de 20 bits con un error de linealidad combinada de solo 2ppm. También se examinan aquí diferentes opciones para proporcionar una impedancia de entrada más alta y una corriente de alimentación general más baja.

Descripción del circuito

El circuito de la Figura 1 convierte una señal con referencia a masa de ±10V en la señal diferencial completa de ±5V que el LTC2377- 20 (U1) requiere. El LTC2377-20 es un ADC SAR de baja potencia, 20 bits y 500ksps con una no-linealidad integral típica (INL por sus siglas en inglés) de ±0,5ppm. El voltaje a AIN es amortiguado por el U4, que a su vez controla la cadena de resistencias del U5 actuando así como un divisor de precisión. El U3 opera en una ganancia de menos una media y controla el centro de la cadena de resistencias del U5 para mantener el voltaje en modo común del ADC a VREF/2. El U3 y el U4 son LT1468A, unos amplificadores operacionales altamente lineales de baja derivación. El U5 es una red cuádruple de resistencias igualadas LT5400A con un desajuste garantizado máximo del 0,01%. Los valores de las resistencias igualadas en el U5 son importantes porque cualquier desajuste contribuye tanto a una desviación como a un error de fondo de escala en este circuito. Por esta razón y debido a su coeficiente de voltaje extremadamente bajo, no se deben usar resistencias discretas en vez del LT5400A. El R4 ofrece un ajuste de un cuarto de escala a la salida del U3. El R1 y R2 forman un divisor que fija la entrada no invertida del U3 a VREF/2. El R5 y R6 establecen la ganancia del amplificador invertido U3 a -0,5. El C10 y C12 combinados con las resistencias del U5 forman filtros de 1,4MHz en las entradas del ADC. Asimismo, la resistencia entre los pines 1 y 8 del U5 ayudan a aislar la salida del U4 del pico de carga que aparece cuando el ADC cambia del modo de suspensión al modo de muestreo. El LTC6655A-5 (U2) es seleccionado como referencia para este circuito debido a su habilidad para establecerse rápidamente después de los transitorios que ocurren en el pin REF durante las conversiones y debido a su bajo ruido.

Rendimiento del circuito

El rendimiento AC típico de este circuito incluye THD de -123,5dB y SNR de 102,7dBFS con una tasa de muestreo de 500ksps y una señal de entrada de 100Hz. Este comportamiento se puede ver en el FFT de la Figura 2. Los rendimientos THD y SNR están cerca de las cifras típicamente encontradas en la hoja de datos del LTC2377-20 e indican una degradación de rendimiento mínima al usar este circuito. El comportamiento de linealidad típica para el circuito combinado sobre todo el rango de señal de entrada de ±10V, como se muestra en la Figura 3, es de +2ppm, -1,3ppm con una tasa de muestreo de 500ksps. La linealidad está limi- tada por el INL del ADC y el CMRR del amplificador operacional U4. La derivación combinada de la entrada del ADC, incluyendo las contribuciones del U4, U5 y U1, se mide a +50μV. La derivación del U3 no tiene ningún efecto en la derivación de este driver. El análisis del peor caso de derivación de la entrada del ADC es calculado añadiendo la derivación máxima del U1, U4 y U5: VOS(MAX) = 13ppm • 10μV/ppm + 75μV/2 + (5/2 – 5/(2.0001)) • 1E6μV VOS(MAX) = 292μV = 29.2ppm El LT1468A tiene una corriente de desviación de entrada máxima de ±40nA. Para aplicaciones que necesitan una impedancia de entrada más alta, el U4 puede ser reemplazado por el LT1122A. El LT1122A es un amplificador operacional de entrada JFET y rápido tiempo de establecimiento con una corriente de desviación de entrada máxima de 75pA. Al usar el LT1122A en este circuito, el INL es +6ppm, -1,1ppm, como se muestra en las comparaciones de rendimiento del amplificador operacional en la Tabla 1. El ADC del LTCC2377-20 tiene una corriente de alimentación típica de 4,2mA con su plena tasa de muestreo de 500ksps. El LTC2377- 20 se desconecta automáticamente después de una conversión y no se vuelve a conectar hasta el comienzo de la siguiente conversión. Esta función de auto-apagado reduce la disipación de potencia del ADC al tiempo que la tasa de muestreo se reduce hasta 1μA para aplicaciones con tasas de muestreo muy bajas. Para aplicaciones con tasas de muestreo bajas en las que la corriente de alimentación es importante, la corriente máxima de alimentación de 5,2mA del LT1468A puede resultar demasiado alta. El amplificador operaciónal LT1012A y su corriente de entrada de picoamperios, su desviación de microvoltios y bajo ruido con una corriente de alimentación máxima de 500μA a ±15V puede reemplazar al LT1468A para este tipo de aplicaciones. Con tasas de muestreo de hasta 125ksps, el LT1012A consigue una linealidad del +0,9ppm, -0,5ppm como se muestra en las comparación de rendimiento del amplificador operacional en la Tabla 1. En tasas de muestreo por encima de los 125ksps, el rendimiento del INL comienza a degradarse, dado que el amplificador operacional no se puede establecer lo suficientemente rápido para controlar de forma precisa el ADC.

Conclusión

El circuito del driver de ADC mostrado aquí convierte una señal con referencia a masa de ±10V a una señal diferencial completa de ±5V para el LTC2377-20 ADC SAR de 500ksps. El rendimiento de circuitos combinados consigue una desviación de 50μV, INL de 2ppm, un SNR de 102,7dBFS y un THD de -1223,5dB. El controlador consiste principalmente en dos amplificadores operacionales LT1468A y un conjunto de resistencias igualadas LT5400A. Versiones alternativas de este circuito usan el operacional LT1122A para proporcionar 75pA de corriente de entrada máxima o el operacional LT1012A con tasas de muestreo reducidas para disminuir la corriente de alimentación. El DC2135, una placa de demostración que es una versión de este circuito está disponible en Linear Technology.


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