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Generador diente de sierra, diseño y simulación

Luego de probar algunos circuitos con amplificadores operacionales me he encontrado con ciertas anomalías que quiero describir y analizar en un próximo artículo. A tal efecto necesito previamente conseguir las herramientas adecuadas para apoyar dicho estudio y con ello comenzaré esta breve introducción.

Muchas veces experimentamos con circuitos que no justifican el empleo de instrumental de elevado coste que permita visualizar la respuesta en frecuencia de un dispositivo dado, en tal caso puede utilizarse un osciloscopio y un generador de funciones que pueda modularse en frecuencia con un diente de sierra. Si ese mismo diente de sierra es utilizado como base de tiempo externa del osciloscopio en tal caso es posible visualizar la respuesta en frecuencia del dispositivo que se quiere ensayar. Este mecanismo se conoce habitualmente como conversión del eje de tiempo en eje de frecuencia. Este procedimiento será motivo del mencionado próximo artículo de manera que ahora mismo no profundizaré en este tema.

Llegado a este punto de nuestra introducción surge inmediatamente que el bloque faltante en nuestro sistema de análisis es el generador diente de sierra que, para cumplir este objetivo, debe ser rigurosamente lineal habida cuenta de que disponemos de un osciloscopio y un generador de funciones, de manera que me he propuesto en el presente artículo diseñar un generador diente de sierra que se adapte a estas necesidades.

 

El generador de diente de sierra

 

Mi esquema en bloques básico de un generador diente de sierra (DS de ahora en más) viene dado en la Figura 1 y es muy sencillo en apariencia, luego veremos que no lo es tanto. He indicado sólo las conexiones básicas para explicar el funcionamiento elemental.

Una rampa se genera como consecuencia de la carga del condensador C, cosa que podría realizarse con una resistencia conectada a una fuente de corriente continua. Sin embargo si se quiere un diente de sierra perfectamente lineal habrá que poner más medios en juego, ya que en un simple circuito RC el condensador se carga con una característica exponencial y no lineal.

Es por ello que utilizaré un generador de corriente constante (I=cte) para cargar el condensador C de forma lineal.

Además se necesita un temporizador que se encargue de sincronizar la repetición de la rampa para convertirla en un DS y dado que vamos a utilizar el temporizador NE555 en nuestro diseño −un clásico que sigue muy vivo−, es necesario tener alguna idea de su funcionamiento.

Una característica inherente al mismo está relacionada con los límites de amplitud de la señal DS que es capaz de controlar, para ello he recurrido al circuito ultra simplificado del NE555 que nos ofrece Fairchild en su hoja de características, veamos como procede.

Lo primero a tener en cuenta es el “divisor de tensión” entre VCC y tierra, formado por las 3 resistencias en serie R, integradas en el propio CI de la Figura 1 que establece la tensión del terminal inversor del comparador CmpA en 2/3VCC mientras que la tensión del terminal no inversor del comparador CmpB lo fija a 1/3VCC.

Analicemos ahora el “flip-flop SR” (biestable) y los comparadores CmpA y CmpB.

En el CmpB si la tensión de entrada del trigger VT (pin 2) es VT < VCC/3 entonces la salida de dicho CmpB aplicada a “S” (set) se establecerá en nivel alto, en consecuencia según la tabla de verdad del flip−flop SR, la salida Q adoptará el nivel alto, mientras que irá a nivel bajo y el transistor de descarga Q1 estará cortado.

En el temporizador, cuando la entrada de umbral (pin 6) es VU > 2/3VCC la salida del CmpA estará en nivel alto (R, “reset”, en alto) resultando que la salida Q del flip-flop irá a nivel bajo.

Por lo tanto se pondrá en nivel alto y el transistor de descarga Q1 se saturará habilitando la descarga de C.

Lo destacable de toda esta explicación es que el DS obtenible de este sistema excursionará entre Vcc/3 y 2Vcc/3, así por ejemplo si la fuente de alimentación fuese de 15 V el diente de sierra comenzaría en 5 V y terminaría en 10 V, siempre que el diseño estuviere bien hecho. Hay que decir también que no utilizaremos el Reset del pin 4 del temporizador de manera que para evitar perturbaciones en el flip-flop es recomendable conectarlo a la tensión Vcc como hicimos en la Figura 2.

Para el diseño del generador de DS partiremos directamente de la hoja de datos del integrado NE555 de ST, Doc ID 2182 Rev 6, donde en la página 12 propone la configuración básica de un generador de rampa, Fig. 19 de dicho documento. Sobre la base de dicho diagrama me he planteado las siguientes modificaciones para cumplir el objetivo de mi generador, Figura 2.

Para que el proceso de carga del condensador fuera lo más lineal posible utilicé un transistor de propósito general PNP, el BC558, configurado como “generador de corriente constante” (Figura 2) en lugar de una resistencia de valor elevado tal como también se detalla en el antes mencionado documento.

Para que no se pierda en el olvido habría que recordar que a fin de evitar oscilaciones en RF una buena técnica consiste en desacoplar la fuente de alimentación en las diversas derivaciones, cosa que se resuelve instalando los condensadores Cd de 100 nF en cada una de las tomas.

Por otra parte el diente de sierra en aplicaciones normales no se debe extraer directamente del condensador pues la carga alteraría la constante de tiempo del sistema, de manera que se requiere un separador o buffer.

Un buffer no es otra cosa que un simple amplificador con ganancia unitaria de elevada impedancia de entrada. En este caso he optado por el amplificador operacional TL082 (1/2 sección) que cumple la función de buffer anteriormente mencionada además de permitir ser alimentado de una fuente única, +15 Volt en este caso.

 

Descripción del generador de corriente

 

Hasta ahora todo ha sido simple y descriptivo, el trabajo comienza con el diseño del generador de corriente constante. El tema se las trae, hay que “llenar” con números los benévolos y tolerantes símbolos de la Figura 2 que algunos ponen al voleo obteniendo resultados sorprendentemente curiosos. Sabemos que cada vez que traducimos letras a números entramos en la vida real, de manera que es muy recomendable cruzar los resultados de la simulación con los de la realización práctica del hardware efectuando las mediciones pertinentes con el instrumental adecuado y no basarnos sólo en los cálculos, dicho esto comenzaré con el diseño.

El circuito de la Figura 3 representa el esquema del generador de corriente constante donde el divisor de tensión formado por las resistencias R1 y R2 fija la tensión de polarización de base del transistor Q2 que será PNP. La tensión sobre RE se mantiene constante y vale V1−VBE, en estas condiciones la corriente de emisor se puede escribir como:

 

En este tipo de transistores de considerable ganancia se puede aproximar haciendo IE ≈ IC; de esta forma la corriente constante IC carga al condensador C y V0 crece de forma lineal. La tensión de salida V0 mantendrá un crecimiento lineal siempre que el transistor Q2 se mantenga en la zona activa, es decir siempre que la tensión VCE sea suficiente. Si bien las especificaciones del transistor elegido BC558 presentan una VCEsat(mx) de unos 300 mV, la característica IC=f (VCE) para corrientes de colector por debajo de los 5 mA presenta todavía una apreciable curvatura de manera que convendrá actuar conservativamente para proteger la linealidad del DS; por ello VCE nunca debería caer por debajo de los 2 V en las peores condiciones que se producen cuando la tensión V0 sobre el condensador C alcanza su máximo que, como se dijo más arriba, vale V0(mx)=2VCC/3. Adoptamos entonces dicho valor, VCE(mín)=2 V, para nuestros cálculos

Del análisis anterior surge que la tensión VE es constante, habida cuenta de que la corriente IE que circula por RE también lo es. Es decir la máxima tensión obtenible en la rampa de salida es aproximadamente:

 

En nuestro caso el transistor Q1 está integrado en el propio NE555 como se aprecia en la Figura 1, aunque lo hemos incluido aquí como parte del funcionamiento.

Diseño del generador

 

El primer paso consiste en fijar la tensión de alimentación, para ello se tendrá en cuenta que la máxima VCC recomendada para el NE555 es de 16 V; adoptaremos el valor estándar de VCC=15 V, habida cuenta de que nos interesa la máxima excursión posible para nuestro diente de sierra.

El paso siguiente sería fijar los condicionantes de seguridad para el buen funcionamiento del generador. Habíamos dicho más arriba que en base a nuestro factor de seguridad debe ser VCE(mín) ≥ 2 V, que será el valor que adoptaremos. Por otra parte, para asegurar la constancia de la corriente IE ≈ IC del transistor Q2 y que no se vea afectada por las fluctuaciones de VBE es necesario que la tensión sobre la resistencia RE, VE, sea bastante mayor que VBE con un factor de seguridad que me he fijado próximo a 4 veces, es decir VE=4VBE. Un factor 4 nos parece aceptable y partiendo de una VBE de 0.6 ó 0.7, redondearemos el valor en VE=3 V. En estas condiciones la linealidad de la excursión entre VCC/3 y 2VCC/3 estaría asegurada.

En estas condiciones la excursión máxima vendrá dada por la siguiente Ec. (3).

 

Hemos puntualizado que el condensador C se cargará desde VCC/3 hasta 2VCC/3 con una corriente constante I=IC de esta forma podemos expresar matemáticamente el incremento de carga de C como (4)

 

Partiremos, en primera aproximación, de un condensador C=1 uF, si luego los valores de las resistencias que surgieran del cálculo no nos convencieran modificaríamos dicho valor recalculando las resistencias.

Estamos ahora en condiciones de determinar la corriente de carga I necesaria despejando de la (4). Fijo el “tiempo de carga” de C (tiempo útil) en t ≈ 10 ms, así la corriente de carga vendrá dada por (5):

 

Con esta corriente I y la tensión sobre RE adoptada de VE=3 V podemos calcular la resistencia RE según (6),

 

Se podrían adoptar valores comerciales de las resistencias recalculando las tensiones, sin embargo en esta fase del proyecto orientada a la simulación utilizaré los valores obtenidos tal cual surjan del cálculo.

La tensión sobre R1, Figura 3, vale V1=VE+VBE2 = [3+0,7] V=3,7 V. Ahora será necesario adoptar un valor para la corriente por el divisor R1, R2 que llamaremos I1; en general se consigue una buena estabilidad “clavando” el punto de polarización de base de manera que no se vea afectado de forma apreciable por las variaciones de la corriente de base del transistor. Un valor de I1 ≈ 10IB sería suficiente; en el caso del transistor adoptado, el BC558, cuya hFE >100 con una corriente de colector de I=0,5 mA, la corriente de base puede estimarse en IB ≈ 5 uA. Con este factor 10 la resistencia del divisor resulta algo elevada; un factor del orden de 20, además de brindar mayor fiabilidad aún, llevará a valores óhmicos más razonables del divisor. Ensayemos una corriente I1 = 20IB ≈ 0,1 mA, posteriormente al utilizar valores comerciales efectuaremos los ajustes pertinentes, así la resistencia R1 valdrá (7):

 

Para determinar el valor de R2 averiguamos primero la tensión que sobre ella se desarrolla,

 

V2=VCC−V1=15V−3,7= 11,3 V

 

…de manera que R2 viene dada por (8):

 

Considero que estos valores, para el divisor de tensión de base, son adecuados además de muy fiables.

La duración del pulso de descarga es muy breve cercano a td ≈ 0,1 ms, valor que faltaba para estimar la frecuencia de repetición fDS del DS; el período total del ciclo sería T = [t + td] ≈10,1 ms.


Simulación en PSpice

 

Si introducimos estos valores calculados en el circuito de la Figura 2 estaremos en condiciones de efectuar la simulación en PSpice, resultando la Figura 4, donde nos hemos saltado los primeros ciclos y comenzado la representación a partir del ms 82 a fin de permitir que se estabilice algo el transitorio, aunque en realidad el establecimiento lleva bastante más tiempo.

El resultado del análisis transitorio de la simulación del diente de sierra, testeado sobre el condensador C, lo exhibo en la Figura 4 donde se lo puede visualizar en correspondencia el pulso de sincronización medido sobre la carga RL=1 kΩ, a la salida del NE555 (pin 3).

La linealidad no deja dudas, al menos en esta fase del diseño, será el osciloscopio el que tendrá la última palabra. La duración del diente de sierra en el análisis transitorio resultó de 10,4 ms como se observa, levemente mayor que la nominal (10 ms), habida cuenta de que la corriente de colector en el análisis transitorio resultó también algo menor: I = 495,7 uA, en lugar de los 500 uA estipulados, esto se debe a que hemos adoptado en el cálculo VBE = 0,7 V pero para corrientes tan reducidas como las que utilizamos aquí puede que sea algo mayor. Con estas observaciones concluimos la simulación.

En el circuito final se ha intercalado un potenciómetro de ajuste mini entre las resistencias R1 y R2 del divisor como se muestra en “detalle de la mejora para el ajuste fino” de la Figura 3, habiéndose adoptado valores comerciales para ambas resistencias, quedando los siguientes valores definitivos R1=39 kΩ, R2=120 kΩ, el potenciómetro vale P1=10 kΩ. Al utilizar resistencias comerciales, en este caso particular el valor ohmico total del divisor resultó algo mayor así la corriente por el divisor será Id=87,5 uA, cosa que no produce ningún efecto adverso puesto que la tensión del punto de polarización de base sigue clavada, en cambio el potenciómetro permite ajustar la duración de la rampa con total precisión; además el generoso factor de seguridad adoptado nos mantiene a cubierto aún si fuera I1 ≈ 50 uA, como se ha visto más arriba y que aquí no bajamos tanto.

La placa y el ensamblado

 

En la Figura 5, en “top view”, se puede apreciar el diseño de la placa definitiva con la identificación de los componentes, un obsequio para el lector que el autor no ha llegado a utilizar. Se observa el agregado del “potenciómetro de ajuste mini” P1 cuyo cursor ataca directamente la base del transistor.

La placa prototipo ensamblada utilizada en las mediciones fue modificada sobre la marcha y la exhibo en la Figura 6; sirvió de inspiración para el rediseño de la placa definitiva de la Figura 5; el “potenciómetro de ajuste mini” está instalado (de acuerdo con la mejora detallada en la Figura 3) en una ubicación algo forzada usurpando el espacio del divisor de tensión original, hecho que me obligó a colocar, en este prototipo, las resistencias R1 y R2 asociadas al divisor en la parte posterior de esta placa de prueba, una ausencia notoria en la imagen. Todos estos detalles fueron tenidos en cuenta en el diseño de la placa definitiva de la Figura 5.

También es de notar en la Figura 5 que he dejado espacio para dos condensadores opcionales C1b y C1c, podrían ser más, y que pueden conectarse a un conmutador que los conmute a tierra para que operen en paralelo con C, uno a uno, e incrementar así la capacidad total “C” a pasos, esto en caso de requerir un diente de sierra de mayor duración. En mi diseño, con fines de ampliación, utilicé un “interruptor DIP” marca Sabre de 6 vías que instalé en el panel frontal, como se puede apreciar a la derecha del piloto LED en la Figura 7.  

En la Figura 8 se encuentra el printout de la placa mejorada definitiva de la Figura 5 para quien desee efectuar el montaje del circuito.

 

Puesta en marcha y comprobaciones

 

Llegó la hora de la verdad, Figura 9; en la imagen congelada de la pantalla del osciloscopio digital el DS presentó una impecable linealidad, tal como ya nos anticipara la simulación, con un retroceso de muy corta duración. En la columna derecha del display, “medidas”, pueden leerse los valores de amplitud y el período que fuera ajustado previamente con P1 y que no dejan ninguna duda, también puede leerse la frecuencia de repetición real fDS real, además se observa que la tensión pico a pico de la onda se sitúa en los 5 V, un tercio de Vcc tal como estaba previsto. Cabe agregar que la punta del osciloscopio durante la medición estaba en el alcance x10 lo habitual en este modelo de Tektronix.

La tolerancia de los componentes conducen a pequeñas diferencias entre los valores calculados y los reales cuando el equipo está en funcionamiento, estas diferencias se subsanan ajustando el potenciómetro de 10 kΩ que permite corregir estos apartamientos de los valores teóricos. La precisión del ajuste es evidente como muestra la imagen congelada de la Figura 9; en este caso el cursor de P1 ha quedado situado a medio recorrido aproximadamente. Por otra parte el retorno del DS resultó aún más rápido (de menor duración) que el supuesto a partir de la simulación.

Este generador diente de sierra será utilizado en un trabajo de análisis que mencioné en la introducción y para eso fue diseñado.




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