Réducteur et élévateur. Comment concevoir des convertisseurs abaisseurs et élévateurs avec un contrôle analogique complet pour la régulation de la sortie

Il est possible de construire une alimentation abaisseur et élévatrice synchrone avec un contrôle 100 % analogique pour la régulation de sortie à l'aide du même microcontrôleur. Dans les deux cas, l'implémentation a l'avantage de ne pas utiliser la puissance du processeur, libérant ainsi le noyau pour des micrologiciels plus complexes. De plus, la boucle analogique a une réponse beaucoup plus rapide aux variations de tension d'entrée et de charge, ce qui la rend utile dans de nombreuses applications.

Le microcontrôleur en question est le PIC16F753 de Microchip. Les convertisseurs buck et boost nécessitent le même jeu de périphériques : un générateur de sortie complémentaire ; comparateur ; amplificateur opérationnel; Convertisseur A/N 9 bits ; référence de tension fixe ; module de compensation de pente ; et module de capture et de comparaison PWM. Les périphériques doivent être connectés en interne par le micrologiciel, réduisant ainsi le nombre de broches externes nécessaires.

schémas de circuits

La plage de fonctionnement d'entrée pour le convertisseur abaisseur est de 8 à 16 V CC. Les chiffres pour la sortie sont 5V DC, 2A et 10W. La taille du code est de 105 mots, la RAM est de 0 octet, la taille de code disponible est de 1943 mots et la RAM disponible est de 128 octets. L'efficacité mesurée à 2A est de 94 %.

La figure 1 montre un schéma fonctionnel de l'alimentation abaisseur synchrone. La tension de sortie doit être régulée par le contrôle du mode de courant de crête et la comparaison avec la tension de référence via l'amplificateur opérationnel d'erreur (OPA). Le résultat peut ensuite être entré dans le comparateur de courant de crête. Le module de compensation de courant interne soustrait une rampe programmable par logiciel de la sortie de l'amplificateur d'erreur avant le comparateur de courant de crête. Le module de capture et de comparaison PWM fournit un signal de commande à fréquence fixe et à rapport cyclique fixe, et la sortie du comparateur de courant de crête est sélectionnée comme deuxième source (basée sur le niveau) pour le front descendant du générateur de sortie complémentaire. (générateur de sortie complémentaire , COG).

Le convertisseur élévateur fonctionne de la même manière et son schéma fonctionnel peut être vu sur la Fig. 2. Cependant, il existe quelques différences dans les spécifications. Dans ce cas, la plage de tension d'entrée est de 3 à 5V DC. Les sorties sont les mêmes, tout comme la taille de la RAM. La taille du code est de 99 mots et la taille de code disponible est de 1949 mots. L'efficacité à 2A est de 87 %.

Comment travaillent-ils

Après avoir configuré et interconnecté les périphériques, la boucle de contrôle fonctionnera de manière autonome, sans avoir besoin de temps processeur. Les techniques de contrôle du courant de crête nécessitent une compensation de pente pour les rapports cycliques supérieurs à 50 % afin d'éviter les oscillations. Pour les cycles de service inférieurs, la compensation de pente aidera également à stabiliser la boucle de contrôle si le shunt de courant est faible. Le PIC16F753 possède un module de compensation de pente interne qui peut être utilisé pour soustraire une rampe programmable de la sortie de l'amplificateur d'erreur avant qu'elle ne soit introduite dans le comparateur de courant de crête.

Pour les alimentations à découpage synchrones, un court temps mort est nécessaire pour les signaux de commande des transistors afin d'éviter le déclenchement du courant. Le COG peut générer ce signal à partir de la fréquence de l'oscillateur ou d'une chaîne de retard analogique. La chaîne à retard permet à l'utilisateur de régler le temps mort avec une résolution de 5ns, ce qui est plus adapté aux petits transistors. Dans cette application, le temps mort a été fixé à 30ns.

Dans la topologie buck, le courant d'inductance est égal au courant de charge. Afin de pouvoir mesurer le courant de crête de l'inductance au moyen d'une dérivation côté potentiel bas (low-side), il est nécessaire d'apporter quelques modifications. Normalement, le shunt voit le courant de sortie filtré qui n'est pas utilisable par la technique de contrôle du courant de crête. En connectant les condensateurs de sortie à la terre via le shunt, l'ESR augmente mais la forme d'onde résultante se rapproche étroitement de la forme d'onde du courant d'inductance. L'inconvénient de cette méthode est son efficacité légèrement inférieure, mais une prise du côté haut nécessite généralement des circuits supplémentaires (miroir de courant ou circuit intégré spécialisé), ce qui augmente le coût. Pour la topologie buck, le courant d'inductance est égal au courant d'entrée. Le courant de crête de l'inducteur a été mesuré directement sur une résistance placée entre la source du transistor et la masse.

Entrée et sortie

La limitation du courant de sortie n'est pas intégrée à la boucle de contrôle et pour une telle fonction, un deuxième comparateur sélectionné doit être utilisé comme source d'arrêt automatique COG. La sortie de l'amplificateur d'erreur est la limite de courant de crête de l'inductance, donc le maintien de ce niveau bas à l'aide d'un diviseur résistif aide si des problèmes de courant d'appel et des courts-circuits catastrophiques se produisent. L'inconvénient de cette approche est que le gain du système est réduit et qu'il répond plus lentement aux transitoires.

La broche de sortie de l'ampli op est la même que la broche d'entrée du module de compensation de pente, de sorte que les deux périphériques peuvent être utilisés ensemble sans ajouter de connectivité externe. Si un diviseur résistif est utilisé pour limiter la tension de sortie de l'ampli op, il doit être connecté en externe à la broche d'entrée du tampon de référence de tension fixe (FVR). La tension d'entrée du convertisseur élévateur doit être connectée au microcontrôleur via une petite diode élévatrice à la sortie. De cette façon, lorsque la tension de sortie augmente, elle alimentera le microcontrôleur et le pilote MOSFET.

Ceci est plus efficace car un VGS plus élevé améliorera le RDS (ON) et la plage inférieure à 4,5 V est problématique pour la plupart des transistors de puissance. Cela fait du FVR la seule référence stable disponible et le circuit nécessite quelques modifications pour garantir que la tension de référence de la boucle est toujours indépendante de la source ou de la tension de sortie. Étant donné que la tension de référence de la boucle de contrôle est dérivée du convertisseur N/A, ce périphérique a également besoin d'une référence stable. Le FVR 1,2V a été choisi comme référence pour le convertisseur N/A pour répondre à ces exigences.

La topologie boost fournit un chemin CC clair entre l'alimentation et la sortie via l'inductance et la diode de redressement, même si le transistor de commutation est bloqué.

La boucle de limitation de courant ne peut empêcher les surintensités que jusqu'à ce que la fréquence de commutation passe à zéro. Des courts-circuits catastrophiques peuvent se produire au-delà de ce point si un interrupteur de protection n'est pas ajouté. Un second transistor peut être placé du côté potentiel bas de la sortie pour déconnecter la charge en cas de court-circuit. Pour la protection contre les courts-circuits par comparateur, la référence doit être stable sur toute la plage de fonctionnement de l'entrée. Étant donné que la tension de shunt du courant de sortie est généralement trop faible pour être utilisée directement avec le FVR 1,2 V, vous devez vous connecter à l'extérieur via le tampon FVR, puis via un diviseur résistif pour obtenir la tension de référence souhaitée pour le comparateur. En utilisant le tampon FVR de cette manière, la sortie de l'ampli op doit être utilisée directement avec le module de compensation de pente, sans ajouter un autre diviseur.

Il ne prend pas de temps processeur mais utilise également plus de broches et de périphériques. Pour la protection contre les courts-circuits basée sur un convertisseur A/N, la tension de shunt actuelle et le FVR sont lus dans le micrologiciel. La tension FVR est nécessaire pour calculer VDD (lorsqu'elle est inférieure à 5V), qui dans ce cas est la tension de référence du convertisseur A/N. Bien qu'il n'utilise pas le comparateur ajouté, les broches d'E / S et les résistances externes, il nécessitera de l'espace programme et du temps processeur.

Le variateur doit être compensé pour une charge donnée et la stabilité doit être vérifiée pour toute la gamme des conditions de fonctionnement. Par rapport à l'utilisation d'une puce de contrôleur PWM spécialisée, les performances sont similaires, mais un microcontrôleur PIC ajoute de la flexibilité. De plus, la boucle de contrôle analogique fonctionne de manière autonome, de sorte que le cœur du microcontrôleur est totalement libre d'exécuter des algorithmes utilisateur, de mesurer des paramètres d'alimentation ou de transmettre des informations pertinentes.

applications

La boucle de contrôle analogique rend l'alimentation suffisamment rapide pour les charges dynamiques et les variations de tension d'entrée. Pour les charges contrôlées en courant telles que les LED ou les cellules thermoélectriques, le retour de tension peut être remplacé par un retour de courant moyen. L'alimentation peut également être utilisée pour des applications nécessitant un contrôle de la tension et du courant, telles que les chargeurs de batterie CC et CV.

Le convertisseur N/A PIC16F753 a une résolution de 9 bits, ce qui se traduit par un pas de tension minimum de 20 mV avec un demi-diviseur de sortie pour le convertisseur abaisseur et de 50 mV avec un cinquième diviseur de sortie pour le convertisseur élévateur.

L'application nécessite un ampli op, un comparateur et un convertisseur D/A. La sortie du convertisseur N/A peut être connectée en interne à l'ampli op, économisant ainsi une broche. Le module CCP génère un signal à fréquence fixe et rapport cyclique fixe pour le COG. Selon l'option choisie par l'utilisateur pour limiter la sortie de l'OPA, le diviseur résistif doit être connecté en externe à l'entrée du tampon FVR. Si le diviseur résistif n'est pas utilisé, une seule broche est utilisée au lieu de deux. Dans ce cas, la sortie de l'ampli op, qui est la même que l'entrée du module de compensation de pente, est configurée comme une broche analogique et ne doit pas être utilisée à d'autres fins.

La broche numérique d'entrée uniquement peut être utilisée comme bouton ou pour une fonction similaire. Pendant l'exécution, la broche d'E/S des données de programmation et les deux autres broches sont libérées pour les fonctions spécifiques à l'utilisateur.

Convertisseur Boost alternatif

Une alimentation élévatrice à commande numérique peut également être réalisée à l'aide du PIC12F1501, qui présente un bon rendement à de petites charges, ainsi qu'une protection matérielle contre les surtensions, et utilise un petit nombre de composants. Les périphériques nécessaires sont deux canaux de conversion A/N 10 bits, un FVR, un comparateur, un oscillateur à commande numérique et un générateur de forme d'onde complémentaire. Les périphériques sont connectés en interne par micrologiciel, réduisant ainsi le nombre de broches externes à trois. Son schéma fonctionnel est visible sur la Fig. 3.

La tension et le courant de sortie sont régulés par une boucle de régulation proportionnelle. Les valeurs de sortie sont lues par deux canaux de conversion A/N et le signal de commande est ajusté en conséquence. L'oscillateur à commande numérique utilise des impulsions à temps fixe et à fréquence variable pour ajuster la modulation de fréquence sur l'impulsion du rapport cyclique.

Conclusion

L'utilisation des microcontrôleurs de Microchip pour créer des convertisseurs abaisseurs et élévateurs, économisant ainsi la puissance de traitement pour d'autres tâches, a été décrite. Les trois exemples présentés n'ont besoin que d'un petit ensemble de périphériques pour atteindre leurs objectifs.

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