De nombreux concepteurs de matériel utilisent des condensateurs de découplage de 100 nF depuis des années, sans analyser les fréquences impliquées dans leur PCB. Cette valeur est utilisée depuis longtemps, mais elle n'est valable que pour les fréquences inférieures à 40 MHz. Aujourd'hui, de nombreuses conceptions dépassent ces fréquences dans leurs signaux et, par conséquent, la valeur à utiliser dans les condensateurs de découplage doit être reconsidérée.
La technologie électronique a beaucoup évolué au cours des 20 dernières années, augmentant la fréquence de travail et réduisant les temps de commutation des signaux numériques. Cela nous oblige à reconsidérer les techniques de conception pour l'implantation des cartes de circuits imprimés ainsi que les stratégies de découplage, pour assurer l'intégrité des signaux et le respect des exigences de compatibilité électromagnétique (CEM).
Il est important de comprendre que le choix des condensateurs de découplage n'est pas seulement le processus de localisation des condensateurs à côté des circuits intégrés ou dans l'alimentation afin que les courants transitoires dus à la commutation soient filtrés.
Il s'agit du processus de sélection de leurs valeurs, de leurs diélectriques et de leurs emplacements de condensateurs de manière cohérente avec la conception du bus de puissance depuis l'alimentation jusqu'à atteindre chacun des circuits à découpler.
Fréquences et horaires à prendre en compte
Pour concevoir le système de découplage de notre PCB, nous devons tenir compte de ses fréquences maximales et des temps de commutation minimaux des signaux qui y circuleront. Mais pour les besoins de l'intégrité du signal et de la compatibilité électromagnétique, dans cette analyse, il est plus important de considérer les temps de montée et de descente minimum des signaux numériques que la fréquence fondamentale maximum. Par exemple, la fréquence de l'horloge du microcontrôleur ou un autre signal de fréquence plus élevée sur notre PCB qui aura généralement les temps de commutation les plus courts. Pour commencer la tâche nous allons considérer, comme exemple simple, une onde trapézoïdale symétrique et nous verrons son contenu harmonique et son enveloppe.
La figure 1 montre son spectre de Fourier et la formule de calcul de cette onde trapézoïdale symétrique. Dans le cas habituel où le temps de montée tr = ts est très inférieur à la période T du signal, l'enveloppe harmonique décroît avec une pente de -20dB/décade jusqu'au point f = 1 / π tr , à partir de là la pente augmente à -40 dB/décade. A partir de ce point, l'amplitude des harmoniques suivantes diminue considérablement. Cela montre que lorsque le temps de montée diminue, l'énergie des harmoniques de fréquence supérieure augmente.
Il faut tenir compte du fait que l'énergie des harmoniques du signal de fréquence la plus élevée, normalement avec le temps de commutation le plus court, ne dépassera jamais cette enveloppe. Ainsi, cette enveloppe nous aide à connaître les limites maximales possibles de toutes les fréquences de toutes les harmoniques de tous les signaux circulant dans notre PCB.
Par exemple, avec tr = 1 ns, le point d'inflexion est : f = 1 / π tr = 1 / π 1*10¯9 9= 318,3 MHz.
Dans les signaux LVDS, où tr = 300 ps, on atteint des largeurs de bande de 1 GHz, il convient donc de sélectionner la technologie avec la fréquence de signal la plus basse et avec les temps de montée les plus longs possibles.
Les concepteurs de logiciels ont tendance à vouloir les fréquences d'horloge les plus élevées possibles des processeurs les plus rapides sans tenir compte des conséquences de la conception matérielle pour l'EMC et l'intégrité du signal. De manière pratique, il serait commode de considérer jusqu'à la 7e harmonique au minimum dans les calculs. Par exemple, pour une fréquence d'horloge de 50 MHz, il faut considérer des fréquences d'au moins 350 MHz sur le PCI. Les concepteurs de logiciels ont tendance à vouloir les fréquences d'horloge les plus élevées possibles des processeurs les plus rapides sans tenir compte des conséquences de la conception matérielle pour l'EMC et l'intégrité du signal. Pour tenir compte de cette tendance, les concepteurs de matériel doivent sélectionner la technologie avec la fréquence de signal la plus basse et les temps de montée les plus longs possibles.
Condensateurs de découplage et leurs connexions
Dans la conception de la carte de circuit imprimé, un aspect important à considérer est la stratégie du système de découplage général, où les fréquences, les temps de commutation des signaux et le comportement réel des condensateurs doivent être pris en compte.
Tout condensateur réel a toujours des éléments parasites (résistance série (ESR) et inductance série (ESL). L'élément parasite le plus important à considérer est son inductance série interne, ainsi que l'inductance série due à ses connexions au PCB.
La figure 2 montre les graphiques de l'impédance en fonction de la fréquence, d'un condensateur idéal, d'un condensateur réel et d'un condensateur réel soudé sur un PCB. Dans le vrai condensateur, le circuit LC équivalent a une fréquence de résonance :
fr = 1 / 2 π √ LC
L'impédance caractéristique d'un condensateur réel est
w = 1 / √LC
A partir de la fréquence de résonance, le comportement du condensateur change selon qu'il est idéal ou réel. Dans le condensateur idéal, l'impédance caractéristique reste minimale à partir de la fréquence de résonance. Dans le vrai condensateur, au contraire, la réactance inductive devient importante et le condensateur cesse de se comporter comme une capacité et équivaut à une inductance. A la fréquence de résonance, l'impédance caractéristique est très faible et égale à la résistance équivalente série (ESR), puisque les réactances capacitive et inductive s'annulent, puisqu'elles sont égales et de signe opposé. L'ESR a des valeurs très faibles, de l'ordre de 0,4 Ω. Du fait de cette valeur très faible, à la fréquence de résonance, l'efficacité du découplage est maximale.
En dessous de la fréquence de résonance, le condensateur réel se comporte comme tel, correctement. Le condensateur, lorsqu'il est connecté au PCB, ajoute l'inductance série des connexions et décale la fréquence de résonance vers le bas. Il est donc important de connecter le condensateur au PCB avec des pistes très courtes pour maintenir sa fréquence de résonance aussi élevée que possible. Au-dessus de la fréquence de résonance, le circuit est inductif et son impédance augmente avec la fréquence.
L'inductance interne d'un condensateur de découplage à montage en surface a une valeur de 1 à 2 nH. En tenant compte de l'inductance des connexions des pistes PCB et de leurs vias, ajoutez 5 à 20 nH ou plus, selon votre configuration. Un via standard est d'environ 0,7 nH. De plus, les connexions internes dans le circuit intégré (IC), jusqu'à la puce en silicium, peuvent avoir de 3 à 15 nH d'inductance, selon le type de boîtier IC. Les inductances de trace sur le PCB sont sous le contrôle du concepteur. Il est important de les réduire en rendant ces pistes aussi courtes et aussi larges que possible, afin que le condensateur ait l'inductance série totale minimale. Ainsi, on voit que l'inductance série peut varier entre 10 nH et 40 nH, bien que typiquement elle puisse être comprise entre 15 et 30 nH. Comme nous l'avons vu précédemment, cette inductance est ce qui limite l'efficacité des condensateurs de découplage.
La figure 3 montre l'impédance en fonction de la fréquence de plusieurs condensateurs de découplage (100, 10 et 1 nF) lorsque chacun est connecté en série avec des pistes de 12 mm. Les lignes pointillées montrent comment les condensateurs idéaux se comporteraient là où leur impédance diminue continuellement avec l'augmentation de la fréquence, en supposant qu'ils n'ont pas d'inductance série. Les lignes pleines montrent le comportement des condensateurs à montage en surface (SMD) réels, en tenant compte de leur inductance série totale, en ajoutant l'inductance de leurs connexions. Les points d'impédance les plus faibles sont ceux correspondant aux fréquences de résonance de chacun des condensateurs avec leurs connexions. Le condensateur de 100 nF a dans ces circonstances une fréquence de résonance d'environ 4 MHz, ce qui est trop faible. Le condensateur de 10 nF atteint 30 MHz, ce qui est encore faible compte tenu des fréquences typiques d'aujourd'hui. Le condensateur de 1 nF atteint un peu au-dessus de 100 MHz, plus acceptable. En réalisant une meilleure trace, en raccourcissant les pistes pour réduire l'inductance série, on peut obtenir une fréquence de résonance plus élevée. Ainsi, nous voyons que le fait d'avoir un seul condensateur de découplage de 100 ou 10 nF à côté du circuit intégré n'est pas une méthode efficace pour découpler les circuits numériques à des fréquences supérieures à 40 MHz.
Mais ne commettez pas l'erreur de penser que le condensateur est totalement inefficace au-delà de la fréquence de résonance simplement parce que l'inductance domine son impédance. Étant donné que l'impédance totale est inférieure à l'impédance sans le condensateur présent, le condensateur fournit un certain niveau de découplage qui peut être exploité.
Stratégies de découplage
Le bruit de puissance localisé dû à la commutation numérique et à ses harmoniques peut entraîner des problèmes d'intégrité et une trop grande émission électromagnétique. Les solutions possibles pour le découplage à grande vitesse peuvent être :
• Réduire les temps de montée et de descente des signaux numériques (difficile).
• Réduire les courants transitoires (difficile).
• Réduire l'inductance série des condensateurs de découplage et de leurs connexions (réalisable).
• Utiliser plusieurs condensateurs de découplage (facile).
Les deux premières solutions n'offrent pas de différence significative avec les nouvelles technologies haut débit et sont donc des solutions faibles et difficiles à entreprendre.
La réduction de l'inductance série dans le condensateur de découplage est une meilleure solution, mais elle ne résout pas en elle-même le problème de découplage haute fréquence. Si nous regardons le tableau suivant, nous verrons que même avec une inductance de 10 nH (difficile à faire) et un condensateur de 1 nF, nous aurions une fréquence de résonance de 50 MHz, il n'est donc pas possible de déplacer le fréquence de résonance avec un simple condensateur réel et sa connexion à des fréquences supérieures à 50 MHz.
Aux fréquences inférieures à la fréquence de résonance, les considérations les plus importantes sont d'avoir une capacité suffisante pour fournir la charge pour le transitoire de courant de commutation requis et d'avoir une impédance suffisamment faible pour court-circuiter le bruit généré par la commutation.
Au-dessus de la fréquence de résonance, le plus important est d'avoir une faible inductance, d'avoir une faible impédance pour que le réseau LC de découplage reste suffisamment efficace.
Un simple condensateur de découplage ne fournit pas une inductance suffisamment faible. Par conséquent, la vraie solution à haute fréquence consiste à utiliser plusieurs condensateurs. Il existe trois possibilités d'action :
• L'utilisation de plusieurs condensateurs, tous de même valeur.
• L'utilisation de plusieurs condensateurs, avec deux valeurs différentes.
• L'utilisation de plusieurs condensateurs avec plusieurs valeurs différentes, généralement espacées d'une dizaine d'années.
Plusieurs condensateurs de même valeur
Lorsque plusieurs réseaux LC sont connectés en parallèle, avec des condensateurs de même valeur, la capacité totale est égale à : Ct = n C , où C est la capacité d'un condensateur et n le nombre de condensateurs en parallèle ou de réseaux LC. L'inductance totale est : Lt = L / n , où L est l'inductance série de chaque condensateur et de ses connexions et n est le nombre de réseaux LC. Cette équation n'est correcte que si l'inductance mutuelle est négligeable par rapport à l'inductance de chaque réseau LC. Pour éviter une inductance mutuelle, ces réseaux LC doivent être séparés physiquement. Des équations ci-dessus, on peut déduire que l'augmentation du nombre de réseaux LC augmente la valeur de capacité et diminue la valeur d'inductance, ce qui améliore les performances de découplage.
Les exigences pour un découplage efficace avec des réseaux LC en parallèle sont les suivantes :
• Mettez tous les condensateurs avec la même valeur et ainsi ils partageront le courant transitoire de manière égale.
• Chaque condensateur doit alimenter le CI indépendamment, via différentes pistes séparées pour éviter une inductance mutuelle, car cela pourrait augmenter la valeur de l'inductance.
La figure 4 montre les effets de l'utilisation de 10 condensateurs réels identiques de 10 nF, en supposant qu'ils partagent un petit plan d'alimentation pour un bon câblage, par rapport à un seul condensateur réel de 10 nF. L'utilisation de condensateurs identiques permet d'éviter les problèmes de résonances parallèles ou d'anti-résonances qui se produisent lorsque des condensateurs de valeurs différentes sont utilisés, comme on le verra plus loin.
La figure 5 montre l'impédance en fonction de la fréquence pour plusieurs réseaux LC identiques en parallèle, (1, 8 et 64 condensateurs) où dans tous les cas la capacité totale est égale à 1 µF. De ce fait, l'impédance aux basses fréquences est très faible, inférieure à 0,2 Ω de 1 MHz à 1 GHz. Avec 64 condensateurs l'impédance est inférieure à 0,5 Ω de moins de 1 MHz à 350 MHz. Un grand nombre de condensateurs de même est un moyen efficace d'obtenir un découplage à faible impédance et est efficace sur une large gamme de fréquences. Cette stratégie est très efficace lorsque de grands boîtiers sont utilisés dans des circuits intégrés.
Condensateurs multiples de deux valeurs différentes
Dans certains cas, l'utilisation de deux valeurs différentes de condensateurs de découplage peut être recommandée sur la base de la théorie selon laquelle la grande valeur de capacité est efficace aux basses fréquences et la petite valeur est efficace aux hautes fréquences. Si deux valeurs différentes de condensateur sont utilisées, elles auront deux fréquences de résonance différentes selon la figure 6, ce qui en principe est bon. Bien que cela soit vrai, lorsque deux condensateurs de valeurs différentes sont disposés en parallèle, un problème de résonance parallèle ou d'anti-résonance peut survenir, qui se produit entre les deux réseaux LC de découplage. La figure 6 présente l'impédance d'un condensateur de 100 nF en parallèle avec un condensateur de 10 nF, tous deux avec une inductance série de 15 nH, où sont présentées deux fréquences de résonance produites par les deux réseaux LC, l'une à environ 4 MHz et l'autre. un au-dessus de 13 MHz, mais il y a un pic de résonance ou d'anti-résonance parallèle au-dessus de 10 MHz, ce qui est mauvais. Cet effet est causé par l'anti-résonance entre les deux réseaux. Le calcul de la fréquence d'anti-résonance utilise la même équation que la fréquence de résonance série, présentée précédemment. La figure 7 montre pourquoi cela se produit. Il présente deux réseaux LC avec des valeurs de condensateur différentes, connectés entre les plans de puissance et de masse. Il faut supposer que C1 est beaucoup plus grand que C2 et que les deux inductances sont égales. En dessous de la fréquence de résonance f < fr1, les deux réseaux sont capacitifs et la capacité totale est la somme de C1 et C2, mais elle est pratiquement voisine de la plus grande valeur C1. Le petit condensateur C2 n'a donc pratiquement aucun effet sur le réseau de découplage. Au-dessus de la fréquence de résonance f > fr2, les deux réseaux sont inductifs et l'inductance totale est égale aux deux inductances en parallèle, ou à la moitié de l'inductance, si elles sont séparées de sorte qu'elles n'aient pas d'inductance mutuelle, car cela augmenterait leur valeur. Cela améliore le découplage aux fréquences supérieures à fr2. Aux fréquences comprises entre les deux fréquences de résonance des deux réseaux, le réseau avec le plus grand condensateur est inductif et le réseau avec le plus petit condensateur est capacitif. Le circuit équivalent des deux réseaux est donc un condensateur en parallèle avec une inductance et ce réseau parallèle provoque un pic d'anti-résonance. La forme, l'amplitude et l'emplacement dépendront de la différence entre les valeurs des condensateurs, leur ESL, leur ESR et leur connexion. Si les deux valeurs ont un rapport de deux à un, l'amplitude du pic de résonance sera réduite à une valeur acceptable. Le plus gros problème se posera lorsque les condensateurs auront des valeurs différentes d'un ordre de grandeur ou plus. Nous pouvons donc conclure :
• Le petit réseau de condensateurs n'aura pratiquement aucun effet sur les performances de découplage aux fréquences inférieures à fr1.
• Le découplage s'améliorera aux fréquences supérieures à fr2, car l'inductance diminuera.
• Le découplage sera en fait pire à certaines fréquences entre les deux fréquences de résonance en raison du pic de fréquence anti-résonance, ce qui n'est pas souhaitable.
• Pour cette raison, il n'y a pas d'amélioration substantielle des performances de découplage aux hautes fréquences lorsqu'un condensateur de faible valeur est ajouté. En fait, les performances de découplage sont moins bonnes entre 50 et 200 MHz.La figure 8 montre l'impédance en fonction de la fréquence de 4 réseaux de découplage LC. A titre de comparaison, ils sont un avec 10 condensateurs identiques en parallèle (comme sur la figure 4) et les autres sont constitués de condensateurs SMD 100nF, 10nF et 1nF, chacun avec une inductance série totale de 2nH. Entre les fréquences de résonance des trois condensateurs, des pics d'anti-résonance peuvent apparaître. Si des condensateurs correspondants sont utilisés, cette possibilité indésirable disparaît.
Condensateurs multiples avec plusieurs valeurs distinctes
Dans certaines circonstances, il est conseillé d'utiliser suffisamment de condensateurs avec plusieurs valeurs espacées généralement de décennies, en appliquant la théorie selon laquelle les multiples impédances produites par les fréquences de résonance des différentes valeurs sont un avantage, car elles fourniront une faible impédance dans une plus grande gamme de fréquences. Cependant, lors de l'utilisation de condensateurs de découplage de différentes valeurs, des pics d'anti-résonance peuvent apparaître.
La figure 9 présente ces résonances et anti-résonances à l'aide de 10 condensateurs de valeurs comprises entre 100 et 1 nF, convenablement localisés pour obtenir une réduction de leur inductance équivalente à L/n. Il est toujours présenté avec les 10 condensateurs identiques en parallèle (idem figure 4). Pour comparer, il est clairement montré que l'utilisation de 10 condensateurs identiques et proches permet d'obtenir une impédance plus faible que l'utilisation du réseau commun de valeurs de 1 à 100 nF (en dessous de 12 MHz et de 60 à 150 MHz). Au-dessus de 150 MHz, l'impédance des deux alternatives est la même. Comme on peut le voir, des anti-résonances se produisent en divers points. Si certaines harmoniques de l'horloge système sont proches des fréquences de ces pics, le bruit sur le bus d'alimentation augmente. Il faut également noter que l'amplitude des pics anti-résonnants augmente avec la fréquence.
Au final, la recommandation serait d'utiliser plusieurs condensateurs, mais tous avec la même valeur puisque cette configuration fonctionne bien et a moins de points d'anti-résonance que d'utiliser plusieurs valeurs différentes.
Considérant le concept d'utilisation d'un grand nombre de condensateurs de même valeur poussé à l'extrême, on peut conclure que la capacité de découplage serait un nombre infini de condensateurs de valeur infinitésimale au lieu d'utiliser des condensateurs discrets.
Cela équivaut à avoir un plan de puissance au-dessus d'un plan de masse, qui a une valeur pratique de 15 pF/cm2. Mais cette valeur de capacité est insuffisante au-delà de 50 MHz, c'est pourquoi il faut augmenter la valeur de capacité en réduisant l'espace entre plans ou en augmentant la constante diélectrique du circuit imprimé ou, comme toujours, en ajoutant des condensateurs de découplage.
Hiérarchie dans le système de découplage
Au niveau de la carte de circuit imprimé (PCI), une hiérarchie doit être établie dans la structure du système de découplage. La figure 10 présente le schéma synoptique de la structure de découplage au niveau PCI. De l'alimentation à chacun des circuits intégrés, où il y a des commutations numériques, les valeurs des inductances des connexions entre chacun des blocs diminuent. Ainsi on voit que les inductances qui doivent être les plus petites possibles sont celles situées entre le condensateur le plus proche et le circuit intégré et entre les plans de puissance et de masse et le CI. Au fur et à mesure que l'on s'éloigne du CI, la valeur de l'inductance augmente dans des limites acceptables : Lflats < Ltrack < Lvia < Lgeneral < Lsource. De l'alimentation au CI, les valeurs des condensateurs utilisés dans chacun des blocs de découplage diminuent. Au contraire, la vitesse de décharge de ces condensateurs augmente avec des fréquences allant du courant continu à 1 GHz.
Dans chaque bloc de découplage, il faut considérer le type de découplage parmi ceux expliqués ci-dessus, en fonction des fréquences à découpler en fonction des temps de montée tr correspondants, selon les technologies utilisées. La charge Q des condensateurs ne se déplace pas directement de l'alimentation vers le CI à grande vitesse et il est donc nécessaire d'établir cette hiérarchie de découplage.
A chaque niveau de découplage, la décharge est toujours plus rapide que la charge des condensateurs correspondants. Afin d'exécuter une commutation, la charge nécessaire au circuit intégré est prélevée sur les plans d'alimentation et de masse (qui forment un condensateur distribué) et sur son bloc de condensateurs le plus proche.
Ce bloc est rechargé à partir du bloc condensateur précédent et ainsi de suite jusqu'à ce qu'il atteigne l'alimentation. Les valeurs de capacité doivent être aussi élevées que possible dans l'encapsulation choisie pour optimiser les faibles ESR et ESL, avec la valeur de capacité maximale.
Si les condensateurs sont situés les uns à côté des autres, ils doivent alterner leurs connexions à l'alimentation et à la terre afin de réduire l'inductance globale. La configuration consistant à les connecter à l'alimentation et à la terre dans le même sens a une inductance plus élevée.
