Die sogenannten halbleiterbasierten Technologien werden heute nicht nur in Wechselrichtern im Wind- und Solarbereich eingesetzt, denn sie finden sich in der gesamten Leistungselektronik, von Motorsteuerungen über Schweißanlagen, Induktionsöfen, Vakuumgeneratoren bis hin zum Bereich der Elektromobilität und vieles mehr. In der Frühphase der Leistungselektronik setzten die Entwickler ausschließlich auf bipolare Leistungstransistoren. Diese erwiesen sich als ideal für Sperrspannungen bis 500 V und konnten Ströme von 100 Ampere und mehr schalten. Diese wirklich beachtliche Leistung musste mit relativ hohen Steuerströmen gewonnen werden, um die Schaltverluste über moderat steile Flanken hinweg unter Kontrolle zu halten. Dies erforderte 10 % bis 20 % des Kollektorstroms an der Basis. Dieses Problem konnte durch die Entwicklung der ersten Leistungs-MOSFETs (Metalloxid-Feldeffekttransistoren) gelöst werden. Das Gate von MOSFETs ist isoliert aufgebaut, sodass zum Laden und Entladen der Gate-Kapazität nur geringe und unbedeutende Ströme fließen müssen. Die Verlustleistung auf der Steuerungsseite wurde deutlich reduziert. Natürlich bleiben zwei der bekannten Verlustquellen von Bipolarhalbleitern bestehen: 1. „Schaltverluste“ durch begrenzte Flankenstabilität bei Schaltzyklen 2. Leitfähige „Verluste“ im geschalteten Zustand des Halbleiters, auch ON-Verluste genannt. Während letztere durch die technische Spezifikation der MOSFETs definiert und damit weitgehend eliminiert wurden, ist es die Qualität der Ansteuerung, die für die Schaltverluste verantwortlich ist. Sie kann von Entwicklern durch geeignete Schaltungskonzepte beeinflusst werden.
IGBTs vereinen die Vorteile des MOSFET und des Bipolartransistors
Der Nachteil höherer „EIN-Verluste“ durch die Drain-Source-Strecke konnte mit der Entwicklung von IGBTs beseitigt werden. Wie der Name „Insulated Gate Bipolar Transistor“ schon sagt, handelt es sich um einen Bipolartransistor am Ausgang. Dabei ergänzen sich die „Gene“ beider Elternteile optimal. IGBTs lassen sich wie MOSFETs nahezu stromlos ansteuern, weshalb sie den für Bipolartransistoren typischen niedrigen Schaltspannungsabfall aufweisen. Deshalb sind sie in der Lage, hohe Spannungen und Ströme verlustarm zu schalten.
SiC-FETs sind perfekt für höhere Leistungen und höhere Frequenzen
Während IGBTs aus monokristallinem Silizium bestehen, wird bei SiC-FETs Siliziumkarbid eingesetzt. Dieses Material hat einen höheren Schmelzpunkt und ermöglicht erheblich dünnere Isolationsschichten im Gate, wodurch die Wärmeleitfähigkeit verbessert und eine höhere Leistungsdichte ermöglicht wird. Die Schaltverluste von SiC-FETs sind im Vergleich zu IGBTs um mindestens den Faktor 4 geringer (Bild 2), ein Vorteil, der sich besonders im oberen Leistungsbereich und bei höheren Schaltfrequenzen auswirkt. Aufgrund der höheren Kosten werden SiC-FETs in naher Zukunft vor allem im Hochleistungsbereich dominieren und IGBTs nicht aus dem Massenmarkt verdrängen können.
Isolierte DC/DC-Wandler sorgen für optimale Leistung
Wie eingangs erwähnt, werden die Schaltverluste maßgeblich von der Güte der Regelung bestimmt. Deshalb verdienen Gate-Treiber und ihre Stromversorgung mehr Aufmerksamkeit. Die Treiber sind direkt mit den hohen Potentialen der IGBTs oder SiC-FETs gekoppelt, weshalb sowohl der Signaleingang als auch die Stromversorgung der Ics-Treiber sehr gut isoliert sein müssen. Letzteres lässt sich besonders einfach durch den Einsatz von DC/DC-Wandlern realisieren. Herkömmliche Controller-Module werden asymmetrisch mit positiver und negativer Spannung angesteuert. Es gibt jedoch Unterschiede im erforderlichen Spannungspegel zwischen den IGBT- und SiC-FET-Treibern. Für IGBTs ist in den Datenblättern eine Schwellenspannung von +3V angegeben. Aber für schnelles und sauberes Schalten werden in der Praxis +15 V benötigt. Zur sicheren Abschaltung ist – unter Berücksichtigung der hohen du/dt-Belastung – sogar eine negative Gate-Vorspannung erforderlich. Dies verhindert ein versehentliches Wiedereinschalten. In der Praxis hat sich als sicherer Wert -9 V durchgesetzt. Daher werden Umrichter mit Spannungen von +15 V und -9 V benötigt, um die IGBT-Controller zu versorgen (Bild 3 links). Beim SiC-FET liegt eine etwas andere Situation vor. Seine Schaltschwelle liegt zwischen +1 und +2 V. Um Leitungsverluste (RDSON) gering zu halten, ist eine Gate-Source-Spannung von +20 V sinnvoll, sollte man sich mit den üblichen -15 V für IGBTs zufrieden geben!, wären RDSON-Verluste bis zu 30% höher! Zur sicheren Abschaltung haben sich -5 V als sinnvoll herausgestellt (Bild 3 rechts). Eine höhere negative Spannung würde zu einer Gate-Source-Modifikation führen und damit die Stabilität beeinträchtigen.
Hohes du/dt setzt die Isolationsbarriere unter Druck
Anschaulich lässt sich die Isolation eines DC/DC-Wandlers mit einem Damm vergleichen, der für einen bestimmten Maximalpegel ausgelegt ist. Wenn es das Niveau einer Flutwelle überschreitet, kann es sich den Wellen stellen. Aber es wird irgendwann brechen, wenn es an einigen Stellen überflutet wird. Ganz ähnlich verhält es sich bei der Isolierung eines DC/DC-Wandlers. Hohe Schaltfrequenzen – bei IGBTs fast immer 10kHz bis 50kHz, bei SiC-FETs eher >50kHz – und steile Flanken bedeuten eine Dauerbelastung für die Isolationskomponenten des Systems. Insbesondere in Kombination mit „versteckten“ oder parasitären Kapazitäten und Induktivitäten können Spannungsspitzen auftreten, die die Isolation eines Antriebs an seine Grenzen bringen. Es gibt keine „Zauberformel“, mit der man die Höhe der Spannungsspitzen und damit die zu erwartende Lebensdauer des Systems genau bestimmen könnte. Und auch die Messtechnik funktioniert nur bis zu einem bestimmten Punkt. Denn schon eine relativ geringe Kapazität des in einem Oszilloskop befindlichen Hochspannungs-Tastkopfes verfälscht das Messergebnis. Eine Spannungsspitze gemessen mit z.B. z.B 2 kV könnten tatsächlich ohne die vom Kopf erzeugte Last sogar einen doppelten Wert erreichen. Absolute Sicherheit gibt es nicht. Wenn Sie sich auf die Messung verlassen und einen Umrichter mit unzureichender Isolierung verwenden, gefährden Sie langfristig die Zuverlässigkeit Ihres Produkts. Entwickler tendieren daher dazu, Antriebe mit bestmöglicher Isolation zu realisieren und versuchen, bei der Dimensionierung der Schnellverbinder genügend Sicherheitsreserven vorzusehen.
Hochwertige DC/DC-Wandler für IGBT/SiCFET-Anwendungen
RECOM produziert eine komplette Serie von DC/DC-Wandlern, die speziell für die Versorgung von IGBT- und SiC-FET-Controllern entwickelt wurden. Die Wandler haben unsymmetrische Ausgänge mit wahlweise +15V/- 9 V (IGBT) oder +20V/-5V (SiCFET) bei Eingangsspannungen von 5 V, 12 V, 15 V und 24 V. Die benötigte Leistung hängt unter anderem von der Schaltung ab Frequenz. mit ca. 10 kHz reichen bis zu einer Leistung von 1 W, ab 50 kHz werden bis zu 2 W benötigt Die Produkte arbeiten im „Power Sharing“-Modus. Dadurch kann die Nennleistung frei auf beide Ausgänge verteilt werden. Ein weiterer Unterschied ergibt sich isoliert. Die RKZ-Familie kann mit Isolationsspannungen von 3 kV DC und 4 kV DC versorgt werden, die RxxP2xx-Versionen sogar mit 5,2 kV DC. Wie bei RECOM üblich, wurden die neuen Familien strengen HALT-Tests im Labor unterzogen und im eigenen Umweltlabor evaluiert, um eine lange Nutzungsdauer zu garantieren. Die Gewährleistungsfrist beträgt 3 Jahre. Die Produkte wurden gemäß den Richtlinien RoHS2 und Reach hergestellt und gemäß der Richtlinie UL-60950-1 zertifiziert. Da die Abtastrate und Auflösung für Digital/Analog-Wandler (ADCs) weiter steigen, ist die Treiberschaltung für den analogen Eingang des ADC, nicht der ADC selbst, zu einem begrenzenden Faktor geworden, wenn es darum geht, die Gesamtgenauigkeit von Schaltungen zu bestimmen. Erstens muss die Treiberschaltung das Eingangssignal puffern und eine Verstärkung bereitstellen. Darüber hinaus muss er Pegel ändern oder ein massebezogenes Signal in ein vollständig differenzielles Signal umwandeln, um den Eingangsspannungsbereich sowie die Gleichtaktanforderungen des ADC zu erfüllen. All dies muss erfolgen, ohne dem Originalsignal Verzerrungen hinzuzufügen. Dieser Artikel stellt eine einfache ADC-Verstärkerschaltung vor, die ein massebezogenes ±10-V-Eingangssignal in ein vollständiges Differenzsignal umwandelt, das den 2377-Bit-SAR-ADC LTC20-20 mit einem kombinierten Linearitätsfehler von nur 2 ppm ansteuern kann. Hier werden auch verschiedene Optionen zur Bereitstellung einer höheren Eingangsimpedanz und eines niedrigeren Gesamtversorgungsstroms erörtert.
Schaltungsbeschreibung
Die Schaltung in Abbildung 1 wandelt ein massebezogenes ±10-V-Signal in das volldifferenzielle ±5-V-Signal um, das der LTC2377-20 (U1) benötigt. Der LTC2377-20 ist ein 20-Bit-SAR-ADC mit 500 ksps und geringem Stromverbrauch und einer typischen integralen Nichtlinearität (INL) von ±0,5 ppm. Die Spannung an AIN wird von U4 gepuffert, das wiederum die Widerstandskette U5 steuert und somit als Präzisionsteiler fungiert. U3 arbeitet mit minus halber Verstärkung und steuert die Mitte der Widerstandskette von U5, um die ADC-Gleichtaktspannung auf VREF/2 zu halten. U3 und U4 sind LT1468A, Low-Shunt, hochlineare Operationsverstärker. Der U5 ist ein Quad-Netzwerk aus angepassten LT5400A-Widerständen mit einer maximalen garantierten Fehlanpassung von 0,01 %. Die Werte der angepassten Widerstände in U5 sind wichtig, da jede Fehlanpassung sowohl zum Offset- als auch zum Vollausschlagsfehler in dieser Schaltung beiträgt. Aus diesem Grund und aufgrund seines extrem niedrigen Spannungskoeffizienten sollten anstelle des LT5400A keine diskreten Widerstände verwendet werden. Der R4 bietet eine Viertelskala, die an den Ausgang des U3 angepasst ist. R1 und R2 bilden einen Teiler, der den nichtinvertierenden Eingang von U3 auf VREF/2 setzt. R5 und R6 setzen die Verstärkung des invertierenden Verstärkers U3 auf –0,5. C10 und C12 bilden zusammen mit den Widerständen von U5 1,4-MHz-Filter an den ADC-Eingängen. Außerdem trägt der Widerstand zwischen den Pins 1 und 8 von U5 dazu bei, den Ausgang von U4 von der Lastspitze zu isolieren, die auftritt, wenn der ADC vom Ruhemodus in den Abtastmodus umschaltet. Als Referenz für diese Schaltung wurde der LTC6655A-5 (U2) gewählt, da er nach Transienten, die während der Wandlung am REF-Pin auftreten, schnell einschwingen kann, und wegen seines geringen Rauschens.
Schaltungsleistung
Die typische Wechselstromleistung für diese Schaltung umfasst THD von -123,5 dB und SNR von 102,7 dBFS bei einer Abtastrate von 500 ksps und einem Eingangssignal von 100 Hz. Dieses Verhalten ist in der FFT von Abbildung 2 zu sehen. Die THD- und SNR-Leistung liegt nahe an den Werten, die typischerweise im LTC2377-20-Datenblatt zu finden sind, und weist auf eine minimale Leistungsminderung bei Verwendung dieser Schaltung hin. Das typische Linearitätsverhalten für die Combo-Schaltung über den gesamten ±10-V-Eingangssignalbereich, wie in Abbildung 3 gezeigt, ist +2 ppm, -1,3 ppm bei einer Abtastrate von 500 ksps. Die Linearität wird durch den INL des ADC und den CMRR des Operationsverstärkers U4 begrenzt. Der kombinierte Abgriff des ADC-Eingangs, einschließlich der Beiträge von U4, U5 und U1, wird bei +50 μV gemessen. Die Anzapfung von U3 hat keine Auswirkung auf die Anzapfung dieses Treibers. Die Worst-Case-ADC-Eingangsabweichungsanalyse wird berechnet, indem die maximale Abweichung von U1, U4 und U5 addiert wird: VOS(MAX) = 13 ppm • 10 μV/ppm + 75 μV/2 + (5/2 – 5/(2.0001) ) • 1E6 μV VOS (MAX) = 292 μV = 29.2 ppm Der LT1468A hat einen maximalen Eingangs-Offsetstrom von ±40 nA. Für Anwendungen, die eine höhere Eingangsimpedanz erfordern, kann der U4 durch den LT1122A ersetzt werden. Der LT1122A ist ein JFET-Eingangs-Operationsverstärker mit schneller Einschwingzeit und einem maximalen Eingangs-Offsetstrom von 75 pA. Bei Verwendung des LT1122A in dieser Schaltung beträgt der INL +6 ppm, -1,1 ppm, wie in den Leistungsvergleichen der Operationsverstärker in Tabelle 1 gezeigt. Der LTCC2377-20 ADC hat einen typischen Versorgungsstrom von 4,2 mA bei voller Abtastrate von 500ksps. Der LTC2377-20 trennt sich nach einer Wandlung automatisch und verbindet sich erst wieder zu Beginn der nächsten Wandlung. Diese Auto-Off-Funktion reduziert die ADC-Verlustleistung und reduziert gleichzeitig die Abtastrate auf 1 μA für Anwendungen mit sehr niedrigen Abtastraten. Für Anwendungen mit niedriger Abtastrate, bei denen der Versorgungsstrom wichtig ist, kann der maximale Versorgungsstrom des LT5,2A von 1468 mA zu hoch sein. Der Operationsverstärker LT1012A und sein Picoampere-Eingangsstrom, Mikrovolt-Offset und geringes Rauschen mit einem maximalen Versorgungsstrom von 500 μA bei ±15 V können den LT1468A für solche Anwendungen ersetzen. Mit Abtastraten von bis zu 125 ksps erreicht der LT1012A eine Linearität von +0,9 ppm, -0,5 ppm, wie in den Leistungsvergleichen der Operationsverstärker in Tabelle 1 gezeigt. Bei Abtastraten über 125 ksps beginnt die INL-Leistung abzunehmen, da der Operationsverstärker dies nicht kann schnell genug eingerichtet werden, um den ADC präzise zu steuern.
Fazit
Die hier gezeigte ADC-Treiberschaltung wandelt ein massebezogenes ±10-V-Signal in ein volldifferentielles ±5-V-Signal für den 2377-ksps-ADC-SAR LTC20-500 um. Die kombinierte Schaltungsleistung erreicht eine Abweichung von 50 μV, INL von 2 ppm, ein SNR von 102,7 dBFS und einen THD von -1223,5 dB. Der Controller besteht hauptsächlich aus zwei LT1468A-Operationsverstärkern und einem Satz LT5400A-Anpassungswiderständen. Alternative Versionen dieser Schaltung verwenden den LT1122A-Op, um einen maximalen Eingangsstrom von 75 pA bereitzustellen, oder den LT1012A-Op mit reduzierten Abtastraten, um den Versorgungsstrom zu verringern. Das DC2135, ein Demoboard, das eine Version dieser Schaltung ist, ist von Linear Technology erhältlich.
